Начало

 

English

 

ООО “Кибермашина”

 

 

 

 

 

ПРОЕКТЫ

 

 

 

 

 

Радиоэлектроника

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

О фирме

Проекты

Патенты

Контакты

Разработка цифрового коррелятора для навигационного приёмника спутниковых систем ГЛОНАСС/GPS

 

Состояние рынка спутниковой навигации всё ещё характеризуется недостаточным количеством потребительских навигационных устройств, способных принимать сигналы Глобальной Навигационной Спутниковой Системы (ГЛОНАСС). Что вызвано, в частности, недостаточным развитием элементной базы, без развития которой сдерживается создание портативных навигационных устройств. Для разработки навигационного приемника спутниковой радионавигационной системы (СРНС) ГЛОНАСС возможно использование как однокристальных решений, так и решений на основе нескольких микросхем. Выбор между решениями определяется требуемыми характеристиками, функциональностью и сферами применений навигационного приемника, а также стоимостью и сроками разработки. Однокристальные решения, несмотря на простоту применения в потребительских устройствах, имеют длительные сроки разработки однокристальной интегральной схемы (ИС) и могут иметь ограничения на последующие модернизации под новые алгоритмы обработки сигналов или под новые спутниковые сигналы. Решения на основе нескольких микросхем ускоряют разработку элементной базы и могут предоставлять возможности модернизации без изменения аппаратной части, но при этом имеют, как правило, большие суммарные габариты, которые при определенных применениях не критичны. Данная разработка цифрового коррелятора используется для решений на основе нескольких микросхем, состоящих из микросхемы радиочасти (РЧ ИС), микросхемы цифрового коррелятора (реализуемого на программируемой логической интегральной схеме - ПЛИС) и микросхемы микропроцессора (с внутренней или внешней памятью). Цифровой коррелятор - самая важная часть навигационного приемника и в основном определяет его характеристики.

 

Цифровой коррелятор предназначен для параллельного поиска спутниковых сигналов, излучаемых разными космическими аппаратами (КА) орбитальной группировки, для параллельного слежения за спутниковыми сигналами разных КА, для вычисления времен задержек между спутниковыми сигналами разных КА, для синхронизации времени, для параллельного выделения (демодуляции) навигационных сообщений отслеживаемых КА и для передачи полученных данных в микропроцессор.

 

Цифровой коррелятор может использоваться для разработки мультисистемных навигационных приемников, за счет аппаратной реализации в ПЛИС поддержки сигналов двух типов глобальных навигационных спутниковых систем - ГЛОНАСС и Navstar GPS.

 

Для разработчиков применяющих готовые решения, использование готового цифрового коррелятора позволяет значительно сократить трудоемкость и время разработки навигационного приемника. Цифровой коррелятор на ПЛИС для  навигационного приемника ГЛОНАСС/GPS систем имеет оптимизированную структуру, определяющую специальный набор аппаратных функций, необходимых для работы микропроцессора по определению местоположения пользовательского приемника и скорости.

 

Для определенных сфер применений ориентированных на разных потребителей разработка и использование цифрового коррелятора для навигационного приемника ГЛОНАСС/GPS систем на ПЛИС менее затратна по сравнению с разработкой цифрового коррелятора в виде готовой микросхемы, тем самым снижается себестоимость потребительского навигационного приемника. Блок-схема навигационного приемника спутниковых систем ГЛОНАСС/GPS для сигналов стандартной точности, содержащего цифровой коррелятор на ПЛИС, показана на рис. 1.

 

Рис. 1. Блок-схема навигационного приемника спутниковых систем ГЛОНАСС/GPS

 

В ООО "Кибермашина" разработано два цифровых коррелятора на ПЛИС для навигационных приемников спутниковых систем ГЛОНАСС/GPS для сигналов стандартной точности, отличающиеся временем T поиска спутникового сигнала в каждой ячейке разрешения (dwell time).  Первый цифровой коррелятор имеет время T=t1 (обычно выбираемое из интервала 1-10мс для сигналов стандартной точности) и последовательную схему поиска по частоте и последовательную/параллельную схему от 1 до 16 (и более) ячеек по задержке, второй – время T= t2 (t2 в несколько раз больше t1), параллельную схему поиска по частоте (с помощью быстрого преобразования Фурье – БПФ) и последовательную схему по задержке. Интервал поиска по доплеровской частоте – от -10кГц до 10кГц. Второй коррелятор имеет преимущество, так как может обеспечивать более быстрый поиск КА (при выбранном времени T), а также может обеспечивать более высокую помехоустойчивость. Для обоих цифровых корреляторов максимальное расчетное время поиска сигналов стандартной точности видимых КА не превышает 15 секунд для ГЛОНАСС и 30 секунд для GPS (при отношении сигнал/шум не ниже порогового уровня, обеспечивающего устойчивый приём сигналов).

 

Для системы ГЛОНАСС время поиска сигнала стандартной точности при последовательном поиске по задержке будет меньше в 2 раза по сравнению с временем поиска сигнала системы GPS (при количестве параллельных приемных корреляционных каналов, равных - максимальному количеству спутников для системы GPS и количеству спутниковых частот для системы ГЛОНАСС) из-за меньшей в 2 раза длины кода ПСП при одинаковом периоде повторения кода ПСП (при последовательном поиске проверяются все возможные взаимные задержки между принимаемым кодом ПСП и воспроизводимым в приемнике кодом ПСП). Время поиска может быть уменьшено при увеличении числа параллельных ячеек поиска по задержке или при использовании параллельного поиска по коду методом вычисления круговой свёртки в частотной области, но всё это требует увеличения аппаратных затрат ПЛИС (время поиска КА системы GPS может быть аналогичным времени поиска КА системы ГЛОНАСС или даже менее, при соответствующем увеличении аппаратных затрат в ПЛИС в навигационном приемнике).

 

Упрощенные структурные схемы поиска псевдослучайного сигнала (ПСП), излучаемого космическими аппаратами орбитальной группировки двух типов глобальных навигационных спутниковых систем (ГНСС),  для цифровых корреляторов 1 и 2 показаны соответственно на рис. 2 и 3.

 

Исходными данными для проекта разработки навигационного приемника спутниковых систем ГЛОНАСС/GPS, используемых также для разработки цифрового коррелятора, являются:

- рабочие частоты спутников (диапазонов L1, L2 и других);

- промежуточные частоты (ПЧ) и разрядность АЦП (при использовании отдельной РЧ ИС);

- требуемое время поиска спутников в режимах холодного, теплого и горячего старта;

- требуемое время первого определения местоположения;

- сигнал стандартной точности (СТ) и/или высокой (ВТ);

- допустимое ускорение g приемника, не приводящее к срыву слежения;

- количество и уровень преднамеренных помех;

- частота обновления координат и скорости;

- требуемая стабильность частоты задающего кварцевого генератора;

- характеристики ПАВ фильтров, при их использовании;

- типы внешних интерфейсов и необходимых сигналов;

- диапазон рабочих температур окружающей среды;

- напряжение питания и допустимый потребляемый ток;

- конструктивное исполнение;

- интерфейсные спецификации спутниковых систем ГЛОНАСС/GPS (включающие описание навигационных данных альманаха и эфемерид);

- другие данные, обусловленные задачей конкретного проекта.

 

Перед собственно разработкой цифрового коррелятора для навигационного приемника спутниковых систем ГЛОНАСС/GPS была проведена большая работа по моделированию различных вариантов реализации функциональных блоков. Основным параметром для моделирования служит отношение сигнал/шум или доступное отношение энергии бита на спектральную плотность мощности шума.

 

Рис 2. Схема поиска ПСП сигнала, реализованная в цифровом корреляторе 1

 

Рис 3. Схема поиска ПСП сигнала, реализованная в цифровом корреляторе 2

 

На рис. 4 показан один из примеров моделирования поиска ПСП сигнала последовательным методом при времени поиска в ячейке разрешения T =t1 (моделирование проведено в математической программной среде GNU Octave для Linux). В данном случае, на рис.4 наблюдаемый максимальный пик определенно превышает общий уровень, что говорит об обнаружении сигнала ПСП. Используется АЦП двухбитовое, отношение сигнал/шум (C/Ш) на входе АЦП равно -22,3 дБ в полосе 2МГц (полоса по уровню -3дБ).

 

Рис 4. Результат моделирования поиска ПСП сигнала последовательным методом

 

После обнаружения сигнала КА в цифровом корреляторе осуществляется сжатие спектра, слежение за частотой, фазой и кодом ПСП в каждом канале слежения. Корреляционная обработка в каждом приемном канале, начиная со входов АЦП, показана на рис. 5.

 

В разработанных в ООО "Кибермашина" цифровых корреляторах все функциональные задачи первичной обработки для нахождения псевдозадержек осуществляются автономно без участия микропроцессора. В микропроцессоре решается только алгоритм вторичной обработки (навигационный алгоритм) по определению местоположения пользователя и его скорости. Поэтому микропроцессор может обращаться к ПЛИС раз в 100 - 1000 мс.

 

Рис. 5. Корреляционная обработка в каждом приемном канале

 

Число каналов слежения за КА каждой ГНСС обычно не превышает 12 (режим "All in view"), что соответствует максимально возможному количеству одновременно видимых КА в точке местонахождения приемника. Схемы слежения за частотой, фазой и кодом ПСП в обоих цифровых корреляторах одинаковые и показаны на рис. 6.

 

Рис. 6. Схема слежения за частотой, фазой и кодом ПСП

 

Для реализации фильтра слежения за фазой сигнала был выбран фильтр 3-го порядка с эффективной шумовой полосой менее 20 Гц. Для реализации фильтра слежения за частотой сигнала был выбран фильтр 2-го порядка с эффективной шумовой полосой менее 20 Гц. Для реализации фильтра слежения за кодом ПСП сигнала был выбран фильтр 2-го порядка с эффективной шумовой полосой менее 10 Гц и с поддержкой от несущей (Carrier aiding).

 

На рис. 7 показана структурная схема комбинированного фильтра в цепях слежения за частотой и фазой входного сигнала. Комбинированный фильтр образован объединением двух фильтров: фильтра цепи слежения за фазой сигнала и фильтра цепи слежения за частотой сигнала. На один вход  данного комбинированного фильтра поступает сигнал ошибки по частоте с выхода частотного дискриминатора, на другой вход поступает сигнал ошибки по фазе с выхода фазового дискриминатора. С выхода данного фильтра сглаженный сигнал ошибки по частоте умножается на коэффициент и поступает на цифровой синтезатор частоты (ЦСЧ).

 

В ходе работы над проектом в ООО "Кибермашина" были разработаны новые виды фазового и частотного дискриминаторов (2- и 4-квадрантных), которые имеют такие же оптимальные характеристики как и дискриминаторы вида arctg(), но имеют более простую аппаратную реализацию.

 

При моделировании фильтра 3-го порядка в цепи слежения за фазой сигнала (далее - фазовый цифровой фильтр) большое внимание было уделено исследованию его  устойчивости.

 

Рис. 7. Структурная схема комбинированного фильтра в цепях слежения за частотой и фазой входного сигнала

На рис. 8 показан результат моделирования устойчивости фазового цифрового фильтра (ЦФ) путем  изображения на комплексной плоскости  нулей и полюсов фильтра.

 

Рис. 8. Нули и полюсы фазового ЦФ 3-го порядка

 

Нахождение полюсов фильтра (на рис. 8 полюсы обозначены крестиками) внутри окружности единичного радиуса означает, что данный фильтр устойчив.

 

Исследование на устойчивость фильтра в цепи обратной связи можно провести и с помощью построения годографа комплексного коэффициента передачи K() разомкнутой системы управления. На рис. 9 показан годограф для фазового ЦФ.

 

Рис. 9. Годограф для фазового ЦФ 3-го порядка

 

Замкнутая система, содержащая исследуемый ЦФ, будет устойчива, если годограф комплексного коэффициента передачи K() разомкнутой системы не охватывает на комплексной плоскости точку с координатами (-1; j0). Для систем, содержащих интеграторы, дуга бесконечно большого радиуса, начинающаяся на положительной вещественной полуоси и проведенная по часовой стрелке до пересечения с годографом, не должна охватывать точку с координатами (-1;j0). Точка (-1; j0) находится на пересечении орта 180 и круга единичного радиуса.

 

На рис. 10 показан переходной процесс на выходе комбинированного фильтра при расстройке входной доплеровской частоты на величину Fд = -40Гц и нулевом ускорении приемника (0g). На входе фильтра используются оптимальные (фирменные) дискриминаторы по фазе и частоте. Длительность переходного процесса, по истечении которого начинается устойчивое определение символов навигационной информации, примерно равна 75 мс. Отношение C/Ш равно -28дБ в полосе 6,25МГц на входе АЦП.

 

Рис. 10. Переходной процесс на выходе комбинированного фильтра при Fд=-40Гц

 

На рис. 11 показан переходной процесс на выходе комбинированного фильтра при нулевой расстройке входной частоты (Fд = 0Гц) и ускорении приемника 12g. На входе фильтра используются оптимальные (фирменные) дискриминаторы по фазе и частоте. Длительность переходного процесса, после которого начинается устойчивое определение символов навигационной информации, примерно равна 225 мс. Отношение C/Ш равно -28дБ в полосе 6,25МГц на входе АЦП.

 

Рис. 11. Переходной процесс на выходе комбинированного фильтра при ускорении приемника 12g.

 

На рис. 12 показана структурная схема фильтра в цепи слежения за задержкой генерируемого ПСП кода относительно ПСП кода входного сигнала. На вход данного фильтра поступает ошибка по задержке с выхода дискриминатора задержки.

 

Рис. 12. Структурная схема фильтра в цепи слежения за задержкой

 

Фильтр в цепи слежения за задержкой является фильтром 2-го порядка, при BLT << 1 он всегда устойчив (BL – эффективная шумовая полоса фильтра, T – время интегрирования).

 

На рис. 13 показана схема генератора кода ПСП стандартной точности (СТ-код) ГНСС ГЛОНАСС. На рис. 14 показан результат моделирования схемы рис. 13.

 

На рис. 15 показана схема генератора кода ПСП стандартной точности (С/A-код) ГНСС GPS. На рис. 16 показан результат моделирования схемы рис. 15 для КА с номером кода PRN No. 1.

 

Результаты моделирования, показанные на рис. 14 и 16, проведены в среде ModelSim-Altera Starter Edition v10.0 SP1 для Linux.

 

Рис. 13. Схема генератора кода ПСП стандартной точности (СТ-код) системы ГЛОНАСС

 

Рис. 14. Результат моделирования генератора СТ-кода системы ГЛОНАСС

 

Рис. 15. Схема генератора кода ПСП стандартной точности (С/A-код) системы GPS

 

Рис. 16. Результат моделирования генератора С/A-кода (PRN No. 1) системы GPS

 

Из рис. 13 и рис. 15 видно, что генератор ПСП для приемника ГЛОНАСС требует меньших аппаратных затрат (генератор ПСП одинаков для всех КА системы ГЛОНАСС), чем генераторы ПСП для приемника GPS (генераторы ПСП разные для всех КА системы GPS). Тем не менее, общее количество генераторов ПСП используемых в многоканальных навигационных приемниках каждой ГНСС зависит от типа коррелятора и режимов поиска и слежения.

 

В цифровом корреляторе 1 для режима поиска сигналов КА системы GPS необходима реализация стольких генераторов ПСП, сколько необходимо приемных корреляционных каналов и всего одного генератора ПСП для поиска сигналов КА системы ГЛОНАСС, и, соответственно, для поиска сигналов КА системы GPS требуется больше вычислений и дополнительная память, что также ведет к большему энергопотреблению на время поиска КА. При этом для приемника GPS, несмотря на одну спутниковую частоту для всех КА GPS системы, нужно столько генераторов ПЧ, сколько необходимо приемных корреляционных каналов, как и для приемника ГЛОНАСС, так как доплеровские частоты в каждом канале свои. В режиме слежения для приемника ГЛОНАСС требуется столько же генераторов ПСП, как и для приемника GPS (при одинаковом числе каналов слежения), так как задержки ПСП в каналах разные.

 

В цифровом корреляторе 2 в режиме поиска сигналов КА системы ГЛОНАСС (как и для КА системы GPS) используется столько же генераторов ПСП, сколько приемных корреляционных каналов. Это связано с использованием этими каналами одного вычислительного блока БПФ в разные моменты времени, при этом, длительность вычисления спектра в блоке БПФ занимает некоторое время и чтобы не пропустить за время вычисления БПФ часть сигнала - требуется, чтобы генераторы ПСП в каналах были не зависимы. В режиме слежения для приемника ГЛОНАСС, также как и в цифровом корреляторе 1, требуется столько же генераторов ПСП, как и для приемника GPS.

 

Проекты цифровых корреляторов написаны на HDL языке описания схем и могут быть адаптированы под современные ПЛИС практически любого производителя, содержащие подходящее число логических элементов (ЛЭ) и встроенную память.

 

Для оценки количества необходимых ЛЭ при реализации на ПЛИС проектов цифровых корреляторов проведено компилирование проектов для ПЛИС Stratix III EP3SL50 в среде Quartus II Web Edition v10.0 SP1 для Linux (от производителя ПЛИС Altera Corp.). Выбор данной ПЛИС не принципиален и могут использоваться другие подходящие ПЛИС и более дешевые.

 

Результаты компилирования всего проекта цифрового коррелятора 1 на ПЛИС Stratix III EP3SL50 следующие:

 

12 каналов ГЛОНАСС

Число параллельных ячеек поиска сигнала в каждом канале

1 ячейка

8 ячеек

16 ячеек

32 ячейки

Использование логики (ЛЭ)

31% (из 47500 ЛЭ)

41% (из 47500 ЛЭ)

54% (из 47500 ЛЭ)

81% (из 47500 ЛЭ)

Комбинационных ALUTs

10887/38000 (29%)

14758/38000 (39%)

19776/38000 (52%)

29832/38000 (79%)

Выделенных регистров

6037/38000 (16%)

8766/38000 (23%)

11861/38000 (31%)

18038/38000 (47%)

Встроенных 18 разрядных умножителей блока DSP

42/216 (19%)

42/216 (19%)

42/216 (19%)

42/216 (19%)

Использование встроенной памяти ПЛИС

менее 15%

менее 15%

менее 15%

менее 15%

 

12 каналов GPS

Число параллельных ячеек поиска сигнала в каждом канале

1 ячейка

8 ячеек

16 ячеек

32 ячейки

Использование логики (ЛЭ)

31% (из 47500 ЛЭ)

41% (из 47500 ЛЭ)

55% (из 47500 ЛЭ)

82% (из 47500 ЛЭ)

Комбинационных ALUTs

10669/38000 (28%)

14518/38000 (38%)

19608/38000 (52%)

29789/38000 (78%)

Выделенных регистров

6154/38000 (16%)

8954/38000 (24%)

12142/38000 (32%)

18506/38000 (49%)

Встроенных 18 разрядных умножителей блока DSP

42/216 (19%)

42/216 (19%)

42/216 (19%)

42/216 (19%)

Использование встроенной памяти ПЛИС

менее 15%

менее 15%

менее 15%

менее 15%

 

24 канала ГНСС (12 каналов ГЛОНАСС и 12 каналов GPS)

Число параллельных ячеек поиска сигнала в каждом канале

1 ячейка

8 ячеек

Использование логики (ЛЭ)

54% (из 47500 ЛЭ)

75% (из 47500 ЛЭ)

Комбинационных ALUTs

18761/38000 (49%)

26537/38000 (70%)

Выделенных регистров

11845/38000 (31%)

17463/38000 (46%)

Встроенных 18 разрядных умножителей блока DSP

42/216 (19%)

42/216 (19%)

Использование встроенной памяти ПЛИС

менее 30%

менее 30%

 

Результаты компилирования всего проекта цифрового коррелятора 2 на ПЛИС Stratix III EP3SL50 следующие:

 

12 каналов ГЛОНАСС

Использование логики (ЛЭ)

37% (из 47500 ЛЭ)

Комбинационных ALUTs

12109/38000 (32%)

Памяти ALUTs

32/19000 (<1%)

Выделенных регистров

7595/38000 (20%)

Встроенных 18 разрядных умножителей блока DSP

50/216 (23%)

Использование встроенной памяти ПЛИС

менее 35%

 

12 каналов GPS

Использование логики (ЛЭ)

38% (из 47500 ЛЭ)

Комбинационных ALUTs

11907/38000 (31%)

Памяти ALUTs

32/19000 (<1%)

Выделенных регистров

7670/38000 (20%)

Встроенных 18 разрядных умножителей блока DSP

50/216 (23%)

Использование встроенной памяти ПЛИС

менее 35%

 

24 канала ГНСС (12 каналов ГЛОНАСС и 12 каналов GPS)

Использование логики (ЛЭ)

61% (из 47500 ЛЭ)

Комбинационных ALUTs

19706/38000 (52%)

Памяти ALUTs

32/19000 (<1%)

Выделенных регистров

13252/38000 (35%)

Встроенных 18 разрядных умножителей блока DSP

50/216 (23%)

Использование встроенной памяти ПЛИС

менее 70%

 

Как видно из приведенных результатов компилирования проектов цифровых корреляторов, среднее число логических элементов ПЛИС (ЛЭ ПЛИС), приходящихся на один приемный канал (от одного КА), составляет 1100 – 1500 ЛЭ современной ПЛИС и практически не зависит от типа спутниковой навигационной системы. Каждый ЛЭ входит в состав ALUT (комбинационной адаптивной таблицы базового логического блока ПЛИС), представляющую собой программируемую комбинационную функцию, реализуемую таблично в ПЛИС. Каждая ALUT примерно равна 1,25 ЛЭ ПЛИС, а каждый ЛЭ ПЛИС состоит из порядка 30 простых логических вентилей.

 

В результате разработки цифровых корреляторов сделан вывод, что аппаратные затраты на ПЛИС при реализации корреляционного приема МДКР (CDMA) сигналов от 12 спутников системы GPS сравнимы с аппаратными затратами при реализации корреляционного приема МДЧР (FDMA) сигналов от 12 спутников системы ГЛОНАСС. И, соответственно, переходить от МДЧР к МДКР нет необходимости. Реализация корреляционного приема спутниковых сигналов системы ГЛОНАСС возможна в потребительских навигационных приемниках с типовыми аппаратными затратами, аналогичными аппаратным затратам для навигационных приёмников GPS спутниковой системы.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Опубликовано 5 ноября 2010г.

 

 

Любое копирование и перепечатка данного материала, частичная или полная, включая переводы на различные национальные языки, в электронных и печатных изданиях допускается только после согласования с ООО “Кибермашина”.

 

 

 

 

 

 

 

 

ООО «КИБЕРМАШИНА»

 

 

 

 

 

Все права защищены и охраняются законом.

info@cybermashina.ru

ООО “Кибермашина”